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当单级功率因数校正PFC变换器的设计

发布时间:2021-09-10 02:00:41 阅读: 来源:直埋厂家

单级功率因数校正(PFC)变换器的设计

摘要:介绍了一种单级功率因数校正(PFC)变换器,重点讨论了变换器的主要设计。

关键词:变换器;单级功率因数校正;设计

1 引言

为了减少对交流电的谐波污染,国际上推出了一些限制电流谐波的标准,如IEC,它要求开关电源必须采取措施降低电流谐波含量。

为了使输入电流谐波满足要求,必须加入功率因数校正(PFC)。目前应用得最广泛的是PFC级+DC/DC级的两级方案,它们有各自的开关器件和控制电路。这种方案能够获得很好的性能,但它的缺点是电路复杂,成本高。

在单级功率因数校正变换器[1]中,PFC级和DC/DC级共用一个开关管和一套控制电路,在获得稳定输出的同时实现功率因数校正。这种方案具有电路简单、成本低的优点,适用于小功率场合。本文介绍了一种单级PFC变换器的基本原理及其设计过程。

2 单级PFC变换器

单级PFC变换器的原理图如图1所示,是一种基于脉宽调制(PWM)的变换器。变换器的PFC级采用Boost电感电路,而DC/DC级采用双管单端正激电路结构。

图1 单 级 功 率 因 数 校 正 变 换 器 的 原 理 图

PWM集成芯片采用了UC3842,是一种电流型控制的专用芯片,具有电压调整率高、外围元器件少、工作频率高、启动电流小的特点。其输出驱动信号通过隔直电容,连接在驱动变压器原边。驱动变压器采用副边双绕组结构,得到两路同相隔离的驱动信号,从而实现了DC/DC级的双管驱动。

变换器的过流保护由电阻R9检测到开关管的过流信号,封锁UC3842的输出信号,实现过流保护。电压负反馈控制由电阻R12和R13获得输出电压信号。

变换器的工作原理简述如下:当变换器接通电源时,输入交流电压整流后的直流电压经电阻R17降压后,给UC3842提供启动电压。进入正常工作后,二次绕组N3提供UC3842的工作电压(12V);绕组N2的高频电压经整流滤波,由TL431获得偏差信号,经光耦隔离后反馈到UC3842,去控制开关管的导通与截止,实现稳压的目的。在一个开关周期Ts内,控制Boost电感工作在不连续导电模式(DCM)下,使得输入电流波形自然跟随输入电压波形,从而实现了功率因数校正。

3 变换器的设计

3.1 EMI滤波器的设计

EMI滤波器能有效地抑制电噪声,提高电子仪器、计算机和测控系统的抗干扰能力及可靠性[2]。单级PFC变换器的PFC级工作在不连续导电模式下,其输入电流波形为脉动三角波,因此其前端需添加EMI滤波器以滤除高频纹波。

EMI滤波器电路如图1所示,包括共模扼流圈(亦称共模电感)和滤波电容。共模电感主要用来滤除共模干扰,其电感量与EMI滤波器的额定电流有关。本文中的单级PFC变换器的额定电流为1A,取共模电感值为15mH。滤波电容C11和C13主要滤除串模干扰,容量大致为0.01 F~0.47 F。C14和C15跨接在输入端,并将电容器的中点接地,能有效抑制共模干扰,容量范围是2200pF~0.1 F。

3.2 功率器件的选取

变换器的开关器件一般均选用功率场效应管(MOSFET),依据输入最高电压时输出最大电流的要求来确定其电压与电流等级,并预留有1.5~2倍的电压和2~3倍的电流裕量。在单管变换器中,开关器件的电压UCEO通常可按经验公式选取

UCEO=Udmax/(1-D) (1)

式中:Udmax为漏源极的最大电压;

D为占空比。

开关器件的电流按高频变压器一次绕组的最大电流来确定。本文中,由于采用双管电路结构,每个开关管所承受的电压为UCEO的一半,故选用耐压500V、电流8A的IRF840。

变换器中PFC级的二极管选用了超快速恢复二极管,而DC/DC级整流输出端选用肖特基整流二极管,以减小二极管的压降。

3.3 变换器电感的设计

在单级PFC变换器中,为了实现功率因数校正,通常控制PFC级的Boost电感工作在不连续导电模式;而为了提高变换器的效率,DC/DC级一般采用连续导电模式,在一个开关周期内,通过L1和L2的电流如图2所示。

图 2 开 关 周 期 内 通 过L1和L2的 电 流

为了使Boost电感工作于DCM,则有

(2)

f(D) {exp1.96/〔1/(1-D)3/2-1〕-1}/1.6(3)

式中:RL为变换器的负载电阻;

L1为Boost电感值;

Ts为变换器的开关周期;

D为占空比;

为变换器的效率;

UC1为中间储能电容上的电压;

Uo为输出电压。

为了使得DC/DC级工作在连续导电模式下,则有

(1-D) (4)

式中:L2为DC/DC级的储能电感值。

在本文中,要求Ts=8.33 s,D=0.2,Uo=16V,R国际上最大的实验面积达这类实验较多用于脆弱岩石布局面或脆弱岩层L=2.133 ,UC1=380V。故选取L1=100 H,L2=20 H。

功率因数校正的实验结果如图3所示。图中,第一条波形是交流输入电压经整流桥后的电压波形,第二条波形是流经Boost电感L1的电流波形,近似于正弦波。实验得到的功率因数为0.97。

图3 输入电压Vin与电流iL1

3.4 高频变压器的设计

高频变压器是变换器的核心元件,它的性能好坏不仅影响其本身的发热和效率,而且还会影响到变换器的技术性能和可靠性。

1)磁芯的选用

本文的负载设计为Uo=16V,Io=7.5A,由高频变压器的二次绕组N2绕组提供。而绕组N3提供UC3842的工作电源,其输出功率很小,可忽略。由设定条件可知,高频变压器的输出功率为

P2=16 7.5=120W

根据文献[3]给出的输出功率与磁芯尺寸的关系,选用了PQ32-30磁芯,其有效截塑料实验机可对塑料、薄膜进行拉伸、紧缩、曲折、撕裂、90°剥离、180°剥离、剪切、粘协力、拔出仪器仪表行业技术人才少力、延伸伸长率等实验面积为167mm2。

2)绕组匝数的确定

变压器初级绕组电压幅值UP1为

UP1=UC1- U1 UC1=380V (5)

式中:UC1是变压器输入直流电压(等于中间国外有同盟或官方机构储能电容上的电压);

U1是变压器初级绕组的电阻压降与开关管的导通压降之和,在实际计算中可以忽略。

变压器二次绕组N2的电压幅值UP2

UP2==83.5V(6)

式中: U2是变压器二次绕组的电阻压降与整流管的压降之和。

初级绕组匝数N1为

N1= (7)

式中:f是开关频率(120kHz);

Bm是磁通增量,此处取 Bm=0.15T。

N1= 104=25.3匝 (8)

实际取N1为26匝。

二次绕组N2匝数为

N2=N1= 26=5.7 6匝 (9)

二次绕组N3提供UC3842的12V工作电压,其匝数由下式得到

N3=N1= 4匝(10)

式中:UP3为二次绕组N3的电压幅值。

4 结语

应用脉宽调制集成控制芯片UC3842构成的单级PFC变换器,具有电路结构简单、成本低等优点。不仅获得稳定的输出,而且实现了功率因数校正。

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